Dizajn oscilatora temeljenog na trenutnom načinu rada za pojačala zvuka klase D: 6 koraka

2024 Autor: John Day | [email protected]. Zadnja promjena: 2024-01-30 09:31

Posljednjih godina, pojačala zvuka klase D postala su poželjno rješenje za prijenosne audio sustave poput MP3 -a i mobitela zbog njihove visoke učinkovitosti i niske potrošnje energije. Oscilator je važan dio audio pojačala klase D. Oscilator ima važan utjecaj na kvalitetu zvuka pojačala, učinkovitost čipa, elektromagnetske smetnje i druge pokazatelje. U tu svrhu, ovaj rad dizajnira strujno upravljano oscilatorno kolo za pojačala snage klase D. Modul se temelji na trenutnom načinu rada i uglavnom implementira dvije funkcije: jedna je pružiti signal trokutastog vala čija je amplituda proporcionalna naponu napajanja; drugi je pružiti signal kvadratnog vala čija je frekvencija gotovo neovisna o naponu napajanja, a omjer opterećenja signala pravokutnog vala je 50%.

Korak 1: Princip oscilatora trenutnog načina rada

Princip rada oscilatora je kontrolirati punjenje i pražnjenje kondenzatora od izvora struje kroz cijev MOS sklopke za generiranje trokutastog valnog signala. Blok dijagram konvencionalnog oscilatora temeljenog na strujnom modu prikazan je na slici 1.

Dizajn trenutnog oscilatora za pojačala zvuka klase D

Na Sl. 1, R1, R2, R3 i R4 stvaraju pragove napona VH, VL i referentni napon Vref dijeljenjem napona napona napajanja. Referentni napon se zatim propušta kroz LDO strukturu pojačala OPA i MN1 kako bi se generirala referentna struja Iref koja je proporcionalna naponu napajanja. Dakle postoje:

MP1, MP2 i MP3 u ovom sustavu mogu tvoriti zrcalni izvor struje za generiranje struje punjenja IB1. Zrcalni izvor struje sastavljen od MP1, MP2, MN2 i MN3 stvara struju pražnjenja IB2. Pretpostavlja se da MP1, MP2 i MP3 imaju jednake omjere širine i duljine, a MN2 i MN3 jednake omjere širine i duljine. Zatim postoje:

Dok oscilator radi, tijekom faze punjenja t1, CLK = 1, MP3 cijev puni kondenzator konstantnom strujom IB1. Nakon toga napon u točki A linearno raste. Kad je napon u točki A veći od VH, napon na izlazu cmp1 pretvara se u nulu. Logički upravljački modul uglavnom se sastoji od RS japanki. Kad je izlaz cmp1 0, izlazni terminal CLK je obrnut na nisku razinu, a CLK je na visoku razinu. Oscilator ulazi u fazu pražnjenja t2, u kojem trenutku kondenzator C počinje pražnjenje pri konstantnoj struji IB2, uzrokujući pad napona u točki A. Kad napon padne ispod VL, izlazni napon cmp2 postaje nula. RS flip-flop se okreće, CLK ide visoko, a CLK pada, dovršavajući razdoblje punjenja i pražnjenja. Budući da su IB1 i IB2 jednaki, vrijeme punjenja i pražnjenja kondenzatora je jednako. Nagib rastućeg ruba trokutastog vala A točke jednak je apsolutnoj vrijednosti nagiba padajućeg ruba. Stoga je signal CLK kvadratni valni signal s omjerom opterećenja od 50%.

Izlazna frekvencija ovog oscilatora neovisna je o naponu napajanja, a amplituda trokutastog vala proporcionalna je naponu napajanja.

Korak 2: Implementacija sklopa oscilatora

Dizajn sklopa oscilatora osmišljen u ovom radu prikazan je na slici 2. Krug je podijeljen na tri dijela: krug za generiranje praga napona, strujni krug za punjenje i pražnjenje i logički upravljački krug.

Dizajn oscilatora temeljenog na trenutnom načinu rada za pojačala zvuka klase D Slika 2 Kolo implementacije oscilatora

2.1 Jedinica za generiranje praga napona

Dio za generiranje praga napona može se sastojati od MN1 i četiri otpornika za podjelu napona R1, R2, R3 i R4 koji imaju jednake vrijednosti otpora. MOS tranzistor MN1 ovdje se koristi kao sklopni tranzistor. Kad nema ulaznog audio signala, čip postavlja CTRL terminal niskim, VH i VL su oba 0V, a oscilator prestaje raditi kako bi se smanjila statička potrošnja energije čipa. Kad postoji ulaz signala, CTRL je nizak, VH = 3Vdd/4, VL = Vdd/4. Zbog visokofrekventnog rada komparatora, ako su točka B i točka C izravno spojene na ulaz komparatora, mogu se stvoriti elektromagnetske smetnje do praga napona kroz parazitski kapacitet MOS tranzistora. Stoga ovaj krug povezuje točku B i točku C s međuspremnikom. Simulacije kruga pokazuju da uporaba odbojnika može učinkovito izolirati elektromagnetske smetnje i stabilizirati prag napona.

2.2 Generiranje struje naboja i pražnjenja

Struja proporcionalna naponu napajanja može se generirati pomoću OPA, MN2 i R5. Budući da je dobitak OPA -e visok, razlika napona između Vrefa i V5 je zanemariva. Zbog učinka modulacije kanala, na struje MP11 i MN10 utječe napon izvor-odvod. Stoga struja naboja-pražnjenja kondenzatora više nije linearna s naponom napajanja. U ovom dizajnu, trenutni zrcalo koristi cascode strukturu za stabilizaciju napona izvor-odvod MP11 i MN10 i smanjenje osjetljivosti na napon napajanja. Iz perspektive izmjenične struje, kaskadna struktura povećava izlazni otpor izvora struje (sloja) i smanjuje pogrešku u izlaznoj struji. MN3, MN4 i MP5 koriste se za osiguravanje prednapona za MP12. MP8, MP10, MN6 mogu osigurati prednapon za MN9.

2.3 Odjeljak za logičku kontrolu

Izlazni CLK i CLK japanke su kvadratni valni signali sa suprotnim fazama, koji se mogu koristiti za kontrolu otvaranja i zatvaranja MP13, MN11 i MP14, MN12. MP14 i MN11 djeluju kao sklopni tranzistori, koji na slici 1. funkcioniraju kao SW1 i SW2. MN12 i MP13 djeluju kao pomoćne cijevi, čija je glavna funkcija smanjiti zapušenja struje naboja i pražnjenja i eliminirati fenomen oštrog pucanja trokutastih valova.. Fenomen oštrog snimanja uglavnom je uzrokovan učinkom ubrizgavanja naboja kanala kada je MOS tranzistor u prijelazu stanja.

Pod pretpostavkom da su uklonjeni MN12 i MP13, kada CLK prijeđe s 0 na 1, MP14 se uključuje u isključeno stanje, a trenutni izvor sastavljen od MP11 i MP12 prisiljen je trenutno ući u duboko linearno područje iz područja zasićenja, a MP11, MP12, MP13 su Kanal se napuni u vrlo kratkom vremenu, što uzrokuje veliku struju greške, uzrokujući skok napona u točki A. Istodobno, MN11 preskače iz isključenog stanja u uključeno stanje, a strujni slojevi sastavljeni od MN10 i MN9 idu iz dubokog linearnog područja u područje zasićenja. Kapacitet kanala ove tri cijevi napuni se u kratkom vremenu, što također uzrokuje veliku Burrovu struju i skok napona. Slično, ako se ukloni pomoćna cijev MN12, MN11, MN10 i MN9 također stvaraju veliku struju greške i napon skoka kada se CLK preskoči. Iako MP13 i MP14 imaju isti omjer širine i duljine, razina vrata je suprotna, pa se MP13 i MP14 naizmjenično uključuju. MP13 igra dvije glavne uloge u uklanjanju skoka napona. Prvo, pobrinite se da MP11 i MP12 rade u području zasićenja tijekom cijelog ciklusa kako biste osigurali kontinuitet struje i izbjegli oštar napon snimanja uzrokovan zrcalom struje. Drugo, neka MP13 i MP14 tvore komplementarnu cijev. Dakle, u trenutku promjene napona CLK -a, kapacitet kanala jedne cijevi se napuni, a kapacitet kanala druge cijevi se isprazni, a pozitivni i negativni naboji međusobno se poništavaju, čime se jako smanjuje struja greške. Slično, uvođenje MN12 igrat će istu ulogu.

2.4 Primjena tehnologije popravka

Parametri različitih serija MOS cijevi varirat će između pločica. Pod različitim kutovima procesa, debljina oksidnog sloja MOS cijevi također će biti različita, a odgovarajući Cox će se također mijenjati u skladu s tim, uzrokujući pomicanje struje naboja i pražnjenja, uzrokujući promjenu izlazne frekvencije oscilatora. U dizajnu integriranih krugova tehnologija podrezivanja uglavnom se koristi za izmjenu otpornika i otporničke mreže (ili kondenzatorske mreže). Različite otporničke mreže mogu se koristiti za povećanje ili smanjenje otpora (ili kapacitivnosti) za projektiranje različitih otporničkih mreža (ili kondenzatorskih mreža). Struje naboja i pražnjenja IB1 i IB2 uglavnom su određene strujom Iref. I Iref = Vdd/2R5. Stoga ovaj dizajn bira trim otpornika R5. Mreža za podrezivanje prikazana je na slici 3. Na slici su svi otpornici jednaki. U ovom dizajnu, otpor otpornika R5 je 45 kΩ. R5 je serijski povezan s deset malih otpornika otpora 4,5 kΩ. Spajanjem žice između dviju točaka A i B može se povećati otpor R5 za 2,5%, a spajanjem žice između B i C može se povećati otpor za 1,25%, između A, B i B, C. Svi su osigurači pregorjeli., čime se povećava otpor za 3,75%. Nedostatak ove tehnike obrezivanja je što može povećati vrijednost otpora, ali ne i malu.

Slika 3 Struktura mreže za popravak otpora

Korak 3: Analiza rezultata simulacije

Ovaj se dizajn može implementirati na CSMC -ovom 0.5μm CMOS procesu i može se simulirati pomoću alata Spectre.

3.1 Poboljšanje trokutastog vala komplementarnom sklopnom cijevi

Slika 4 je shematski dijagram koji prikazuje poboljšanje trokutastog vala pomoću komplementarne cijevi prekidača. Iz slike 4 može se vidjeti da valni oblici MP13 i MN12 u ovom dizajnu nemaju očite vrhove pri promjeni nagiba, a fenomen izoštravanja valnog oblika nestaje nakon dodavanja pomoćne cijevi.

Slika 4 Poboljšani valni oblik komplementarne sklopne cijevi prema trokutastom valu

3.2 Utjecaj napona i temperature napajanja

Iz slike 5 vidljivo je da se frekvencija oscilatora mijenja na 1,86% pri promjeni napona napajanja s 3V na 5V. Kad se temperatura promijeni s -40 ° C na 120 ° C, frekvencija oscilatora se mijenja za 1,93%. Može se vidjeti da kada temperatura i napon napajanja jako variraju, izlazna frekvencija oscilatora može ostati stabilna, tako da se može osigurati normalan rad čipa.

Slika 5 Utjecaj napona i temperature na frekvenciju

Korak 4: Zaključak

U ovom je radu osmišljen trenutno upravljani oscilator za pojačala audio klase D. Obično ovaj oscilator može izlaziti kvadratne i trokutaste valne signale s frekvencijom od 250 kHz. Štoviše, izlazna frekvencija oscilatora može ostati stabilna kada se temperatura i napon jako razlikuju. Osim toga, šiljasti napon se također može ukloniti dodavanjem komplementarnih sklopnih tranzistora. Uvođenjem tehnike obrezivanja otporničke mreže može se dobiti točna izlazna frekvencija u prisutnosti varijacija procesa. Trenutno se ovaj oscilator koristio u audio pojačalu klase D.